導(dǎo)語：如何才能寫好一篇濾波電路的設(shè)計(jì)與仿真，這就需要搜集整理更多的資料和文獻(xiàn)，歡迎閱讀由公務(wù)員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

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關(guān)鍵詞：ADS；發(fā)夾型優(yōu)化

中圖分類號(hào)：TP391 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1009-3044（2016）33-0225-02

濾波器的主要作用是用于隔離頻率，讓需要的頻率信號(hào)通過，將不需要的頻率信號(hào)慮除。濾波器是射頻收發(fā)端系統(tǒng)廣泛使用的一個(gè)無源器件，它的性能好壞會(huì)直接決定系統(tǒng)性能指標(biāo)能否實(shí)現(xiàn)。射頻和微波電路中使用最多的就是微帶線濾波器。微帶濾波器一般有平行耦合微帶濾波器，交指濾波器和發(fā)夾型濾波器等。本文就是設(shè)計(jì)一個(gè)發(fā)夾型微帶帶通濾波器。

1 發(fā)夾型帶通濾波器的設(shè)計(jì)方法

發(fā)夾型微帶帶通濾波器結(jié)構(gòu)比較緊湊，它可以由半波長諧振單元和平行耦合線彎成“U”型結(jié)構(gòu)得到，我們稱此類[“U”]型諧振電路為發(fā)夾諧振。所以發(fā)夾濾波器的設(shè)計(jì)也可采用平行耦合線濾波器或半波長諧振濾波器的設(shè)計(jì)方程。但是彎曲成“U”型的諧振器也得考慮到耦合線長度的減少量，因?yàn)樗鼤?huì)降低諧振器之間的耦合。倘若兩個(gè)發(fā)夾臂之間的距離靠得非常近，那么它們本身也能夠等效為一組耦合線，這會(huì)在一定程度上影響到電路的耦合。為了提高發(fā)夾濾波器設(shè)計(jì)的精確性，將采用一種全波EM仿真的設(shè)計(jì)形式。

發(fā)夾微帶線線寬一般取1mm，“U”型臂間距取2mm，由上式可以算出輸入端和輸出端的抽頭位置t為5.44mm，由抽頭線的終端匹配阻抗50Ω可以得到抽頭線的寬度為1.81mm，由耦合系數(shù)M1，2和M2，3和兩個(gè)相鄰發(fā)夾的間距s1和s2，s1約為0.25mm，s2約為0.45mm（該圖是通過ful1-wave EM仿真求得）。

繪制ADS發(fā)夾線帶通濾波器原理圖，設(shè)置參數(shù)，開始電路仿真、參數(shù)優(yōu)化。優(yōu)化后的原理電路如圖1，優(yōu)化后仿真曲線圖如圖2。

因?yàn)樵韴D仿真是在理想情況下進(jìn)行的，它沒有將電路板實(shí)際制作中可能遇到的各種耦合、干擾等因素考慮進(jìn)來，所以想要使仿真結(jié)果更加精確，就有必要在ADS中再進(jìn)行版圖仿真。在整個(gè)ADS仿真過程中，可能會(huì)出現(xiàn)原理圖仿真曲線符合要求，版圖仿真曲線卻偏離指標(biāo)要求的情況，這種情況下就需要回到原理圖中依據(jù)版圖仿真曲線和指標(biāo)要求的差別來調(diào)整參數(shù)，這樣多次調(diào)整參數(shù)，直到滿足指標(biāo)要求為止。經(jīng)過多次的調(diào)參優(yōu)化后，最終得到了滿足指標(biāo)要求的發(fā)夾型濾波器版圖如圖3，曲線圖如圖4及優(yōu)化后尺寸數(shù)據(jù)如表1。

3 結(jié)束語

從發(fā)夾型微帶濾波器電路仿真過程可以發(fā)現(xiàn)，ADS軟件極大的便利了微波電路設(shè)計(jì)。通過ADS設(shè)計(jì)、仿真，我們發(fā)現(xiàn)只進(jìn)行原理圖仿真是不夠的，還需要對(duì)微帶帶通濾波器進(jìn)行版圖仿真，直至其仿真取得理想的仿真效果。雖然軟件仿真不能替代實(shí)物制作，但是版圖仿真的尺寸和實(shí)物尺寸無限接近，所以它對(duì)微波電路分析具有很重要的指導(dǎo)作用。ADS軟件的使用，O大地縮短了設(shè)計(jì)周期，提高設(shè)計(jì)效率。

參考文獻(xiàn)：

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關(guān)鍵詞：教育現(xiàn)代化；仿真實(shí)驗(yàn)教學(xué)；射頻電路；電子信息技術(shù)

中圖分類號(hào)：TM933.3+3

1引言

高?！渡漕l電路》教程介紹了射頻電流的基本理論和仿真實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)方法，能夠使大學(xué)生通過科學(xué)的仿真實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證相關(guān)的物理現(xiàn)象和反應(yīng)，在加深學(xué)習(xí)印象的同時(shí)，也提高了實(shí)踐能力，這與素質(zhì)教育的初衷不謀而合。所謂射頻，指的是大容量通信載波電磁頻率，其頻率在200KHZ到500GHZ之間不等，可用于傳送電話以及電視信號(hào)等。通常，射頻電路的計(jì)算往往是復(fù)雜而繁瑣的，最重要的是要在多個(gè)不同的近似值中找到最合理的一個(gè)數(shù)值，此外，器件的變化也會(huì)影響最終的優(yōu)化值，使其受到多種復(fù)雜因素的影響導(dǎo)致實(shí)驗(yàn)的不穩(wěn)定性。所以，仿真實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)顯得尤為重要，也是設(shè)計(jì)射頻電路的必要手段，是射頻工作人員必須掌握的項(xiàng)目之一 。通過射頻仿真實(shí)驗(yàn)，高校學(xué)生能夠充分理解實(shí)驗(yàn)的設(shè)計(jì)思路和原理，在獨(dú)立自主的情況下觀察數(shù)據(jù)變化，分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

2《射頻電路》中射頻仿真實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)

下面我們主要介紹兩種濾波器設(shè)計(jì)的仿真實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)主要以ADS為工具進(jìn)行。

2.1集總參數(shù)濾波器設(shè)計(jì)

濾波器，即信號(hào)處理器，在射頻電路中是不可或缺的器件之一，它能夠有效傳送系數(shù)和發(fā)送頻率波，反射耗損及形狀系數(shù)等。本次仿真實(shí)驗(yàn)利用了集總參數(shù)原件實(shí)現(xiàn)濾波器設(shè)計(jì)，它指的是電容、電阻這些元件，它們的頻率較低，通常在1GHz以下，因此教材中采用了7級(jí)濾波器。首先，要設(shè)置實(shí)驗(yàn)的總體屬性，步長定位于10MHz，其他數(shù)值為默認(rèn)。然后開始實(shí)驗(yàn)步驟，將元器件放于規(guī)定位置，再將變量的極限范圍確定好，保證濾波器的電路是對(duì)稱順暢的。值得注意的是，元器件署名必須保持唯一性，在選擇配件時(shí)要選擇與配件一致的名稱。其次，添加矩形窗口LowPass-Lumped-Graph，將復(fù)選框里的全部打?qū)?，然后將參?shù)設(shè)置為D33，D35。再次，進(jìn)行優(yōu)化目標(biāo)。將算法設(shè)置為Local Random，根據(jù)電路原理中的變量屬性確定能否將每一個(gè)變量進(jìn)行優(yōu)化。也許優(yōu)化結(jié)果與仿真目標(biāo)有一定的差距，這需要我們逐漸改變變量的初始值和極值范圍，若仍存在誤差，則打開TUNER進(jìn)行微調(diào)。由此可見，集總參數(shù)濾波器的設(shè)計(jì)不適用于高頻率的工作節(jié)奏，將電容與電感互換位置會(huì)使低通和帶通效果更好。

2.2 耦合微帶線帶通濾波器設(shè)計(jì)

耦合微帶線帶通濾波器用于抑制通信系統(tǒng)的噪音問題，用ADS軟件建模后的耦合微帶線帶通濾波器能夠?qū)崿F(xiàn)帶寬120MHZ的頻率進(jìn)行試驗(yàn)。

首先，我們需利用ADS協(xié)助操縱頻域和時(shí)域電路仿真的優(yōu)化設(shè)計(jì)，將標(biāo)準(zhǔn)參數(shù)選好后，統(tǒng)一歸化值。再次確定上邊頻和下邊頻，將微帶線的實(shí)際尺寸與標(biāo)準(zhǔn)數(shù)據(jù)相核對(duì)。

其次，歸一化后的濾波器階數(shù)要與元件參數(shù)相吻合，然后保證帶通濾波器電路的奇模和偶?？棺桧樌?，如果遇到較為繁瑣的運(yùn)算，可使用現(xiàn)有的計(jì)算工具幫助運(yùn)算。通過一段時(shí)間的抗阻后，不難得出微帶線路板的參數(shù)和微帶線的幾何尺寸。

再次，設(shè)計(jì)電路原理圖上的各項(xiàng)數(shù)據(jù)都計(jì)算完畢后，即可連接電路進(jìn)行仿真。仿真過程中得出的數(shù)據(jù)可能和理論值差異較大，這時(shí)我們可以采用OPTIM進(jìn)行修復(fù)優(yōu)化，將取值范圍和試驗(yàn)次數(shù)進(jìn)行不斷的調(diào)整，直至達(dá)到或接近理想值。在仿真實(shí)驗(yàn)進(jìn)行的過程中，學(xué)生要仔細(xì)觀察各項(xiàng)參數(shù)的變化對(duì)試驗(yàn)結(jié)果有怎樣的影響，以及都有哪些因素能使設(shè)計(jì)結(jié)果發(fā)生改變。

最后，進(jìn)行版圖的仿真設(shè)計(jì)。電磁場數(shù)據(jù)的計(jì)算要通過矩量法，先添加PORT程序以生成版圖，再將仿真窗口設(shè)置為優(yōu)化變量值，這樣初步的仿真曲線就形成了，若曲線與實(shí)際偏差較大，可繼續(xù)重復(fù)上一步驟進(jìn)行重新優(yōu)化，直至得到理想曲線為止 。或者將變量的初始值更改為優(yōu)化目標(biāo)的參數(shù)值，這樣得到的數(shù)據(jù)會(huì)更為接近實(shí)際操作結(jié)果。上述步驟的仿真試驗(yàn)是耦合微帶線帶通濾波器的制作依據(jù)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)對(duì)科研具有很大的參考價(jià)值。

3 射頻仿真設(shè)計(jì)所需的軟件

現(xiàn)代化的教學(xué)設(shè)備和手段已經(jīng)成為新時(shí)期高校教育改革的新目標(biāo)，實(shí)驗(yàn)室條件的不足會(huì)直接導(dǎo)致教學(xué)成績的不理想，下面我們就射頻仿真試驗(yàn)所需的Multisim 10和ADS兩種高科技軟件進(jìn)行簡要介紹。

3.1 Multisim 10仿真軟件

Multisim 10是用于設(shè)計(jì)電路和虛擬仿真試驗(yàn)的軟件，廣泛應(yīng)用于實(shí)驗(yàn)室和工程設(shè)計(jì)中，它為元器件提供了20000多種高效模擬模型和RF組件，必要時(shí)用戶還可自己編輯程序。它在數(shù)字電路和射頻電路的仿真效果上是其他軟件無法比擬的 。

Multisim 10能夠?yàn)樯漕l電路提供基本的設(shè)計(jì)方案，其射頻模塊與射頻元件能夠根據(jù)用戶所需自動(dòng)生成模擬器，隨時(shí)解決SPICE在高頻工作中出現(xiàn)的不穩(wěn)定因素。高頻電路實(shí)際上相當(dāng)于一個(gè)雙端口的局域網(wǎng)，需通過插入電路才能完成射頻分析，而Multisim 10恰好具備最大功率的傳輸放大器，由射頻功率管將元件依次放入電路中。然而，《射頻電路》教程中也包含了低頻電子線路的相關(guān)內(nèi)容，為了使Multisim 10在實(shí)驗(yàn)室中通用，我們通常選擇靜態(tài)工作點(diǎn)，使擺幅控制在V CC / 2以內(nèi)。

3.2 ADS仿真軟件

ADS仿真軟件能為射頻電路仿真實(shí)驗(yàn)提供一系列功能強(qiáng)大的優(yōu)化器，通過系統(tǒng)設(shè)置自動(dòng)得到最優(yōu)值，最優(yōu)值數(shù)據(jù)往往與教材中的理論值非常近似，非常適合學(xué)生理解與運(yùn)用。ADS原理是從最基本的電路設(shè)計(jì)為起點(diǎn)，使用S參數(shù)進(jìn)行仿真和設(shè)計(jì)。有關(guān)ADS軟件的設(shè)計(jì)資料相當(dāng)豐富，可吸取經(jīng)驗(yàn)的實(shí)際案例也比較多，當(dāng)學(xué)生在自主實(shí)驗(yàn)的過程中遇到任何不懂的疑問或操作上的難題，可隨時(shí)通過資料參考解決，從而有利于其自主學(xué)習(xí)習(xí)慣的養(yǎng)成。

4 總結(jié)

綜上所述，《射頻電路》是一門理論結(jié)合實(shí)際的實(shí)用教程，射頻仿真實(shí)驗(yàn)教學(xué)為高校學(xué)生獨(dú)立思考問題和探索真理搭建了一個(gè)平臺(tái)，能夠提高學(xué)生自主學(xué)習(xí)的能力，使其學(xué)習(xí)科學(xué)技術(shù)的同時(shí)，提高了創(chuàng)新能力和實(shí)踐操作技巧。

參考文獻(xiàn)

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關(guān)鍵詞：自適應(yīng)濾波器；多功能濾波器；F/V；頻率自跟蹤

中圖分類號(hào)：TN713 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1009-3044（2016）18-0224-03

Adaptive Multi-function Filter Simulation Implementation

RAN Xing-ping， MA Xi-ping， GAO Yang

（School of Computer Engineering， ChangJi University， Changji 831100， China ）

Abstract： It was present adaptive functions of single input and three output filter， each filter has three current op-amp， two analog multiplier， a frequency voltage （F/V） conversion chip and some capacitance resistors. By selecting different outputs， be low-pass， high-pass and band-pass three basic filter function. Using F/V circuit and analog multiplier to achieve automatic adaptation of filter cutoff frequency. Circuit structure is simple， adjustable gain A independent， passive sensitivity is low. Use of ORCAD simulation test， when the input signal frequency in 200 KHZ～1MHz frequency range， the design of filter circuit can realize different functions at the same time tracking filter， the simulation results were in good agreement with the theoretical value.

Key words： adaptive filter； multi-function filter； F/V； Frequency automatic tracking

自適應(yīng)濾波技術(shù)是現(xiàn)代信號(hào)處理中的一個(gè)重要分支技術(shù)。目前實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)濾波的方法有兩種，一種是利用各種濾波算法結(jié)合DSP或FPGA平臺(tái)實(shí)現(xiàn)的數(shù)字濾波[1-4]，這種方法算法的復(fù)雜度和控制器的處理速度直接影響信號(hào)處理的實(shí)時(shí)性，其適合于信號(hào)頻率低而且少變的情況。另一種是直接用硬件電路搭建的模擬濾波器，其中較為常見的有兩種方法，第一種是利用電流模器件和電阻電容網(wǎng)絡(luò)組成的模擬濾波電路[5，6]。 這種方法利用接地電容和接地電阻來改變偏置電流的大小進(jìn)而改變截止頻率和品質(zhì)因數(shù)。用這種方法實(shí)現(xiàn)的濾波器不能自動(dòng)連續(xù)調(diào)節(jié)截止頻率。第二種是利用F/V與壓控濾波單元設(shè)計(jì)的模擬濾波器[7]。這種方法雖然可以實(shí)現(xiàn)截止頻率自動(dòng)跟蹤濾波，但目前所設(shè)計(jì)的濾波器的類型較單一，頻帶范圍較窄。

本文利用高性能的F/V芯片結(jié)合模擬乘法器及電流運(yùn)放設(shè)計(jì)的多功能模擬濾波器可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)低通濾波器、高通濾波器和帶通濾波器的特性，并且可以實(shí)現(xiàn)200k～1M范圍內(nèi)的自適應(yīng)濾波。

1 工作原理

圖1為自適應(yīng)多功能濾波器的原理框圖。它主要由信號(hào)預(yù)處理電路、F/V電路和模擬乘法器組成的壓控多功能濾波電路組成。首先輸入信號(hào)分兩路，一路經(jīng)放大電路、限幅電路和整形比較電路組成的信號(hào)預(yù)處理電路對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理，然后將處理后的信號(hào)作為F/V電路的輸入，F(xiàn)/V電路的輸出作為壓控多功能濾波電路的一路輸入信號(hào)，利用該電壓輸入信號(hào)控制濾波器的截止頻率；另一路原始信號(hào)作為多功能濾波器的另一路輸入信號(hào)，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)截止頻率自動(dòng)適應(yīng)輸入信號(hào)的頻率的變化。

1.1信號(hào)預(yù)處理電路

信號(hào)預(yù)處理電路的原理框圖如下圖2所示，主要由放大電路、限幅電路和整形電路組成。放大電路由運(yùn)算放大器兩級(jí)級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)，主要用于對(duì)小信號(hào)的放大。限幅電路采用二極管限幅電路組成，主要是防止經(jīng)過放大電路后的信號(hào)對(duì)后續(xù)電路元件造成損壞。整形電路主要由電壓比較器實(shí)現(xiàn)，主要是將輸入信號(hào)變換為F/V電路所需要的是脈沖信號(hào)。

1.2 F/V電路

F/V電路是將輸入的頻率信號(hào)轉(zhuǎn)換為與之成比例的電壓信號(hào)輸出的電路。F/V電路由專用的F/V芯片AD650與電阻電容網(wǎng)絡(luò)組成[8]，電路如圖3所示。AD650的輸出電壓與輸入頻率的關(guān)系為：

由式（1）可知，選取合適的電阻、電容值便可使輸出電壓與輸入頻率線性變化。

2 自適應(yīng)多功能濾波器的設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)的二階自適應(yīng)多功能濾波器能同時(shí)實(shí)現(xiàn)低通、高通和帶通的濾波功能。電路采用的是雙二階環(huán)濾波電路，這種形式的電路具有對(duì)有源器件要求低，靈敏度低和易調(diào)整的特點(diǎn)[9]。具體電路如圖4所示，U1（AD8001）、R1、R2、R9、R10組成同相求和電路；U3（AD8001）、R5、C1組成積分電路；U4（AD8001）、R8、C2組成微分電路；U2（AD835）、U4（AD835）實(shí)現(xiàn)基本乘法運(yùn)算，間接實(shí)現(xiàn)壓控功能。該電路的特點(diǎn)是：一個(gè)輸入，三個(gè)輸出；各濾波電路的截止頻率和品質(zhì)因數(shù)Q是相等的；但各濾波電路的增益不同。

由（5）式可得各濾波器的截止頻率與控制電壓Vf成正比。由（6）～（9）式可得濾波器的品質(zhì)因數(shù)Q和增益與Vf無關(guān)，可單獨(dú)調(diào)節(jié)。

各元件參數(shù)的靈敏度為：

由上面的各元件的參數(shù)靈敏度可見，元件值的改變對(duì)濾波器的性能影響很小。當(dāng)取R5=R8=R，R2=R9，C1=C2=C時(shí)，則式（5）變?yōu)椋?/p>

由（11）式可得只要合理調(diào)整電容、電阻值就可以實(shí)現(xiàn)濾波器截止頻率的自動(dòng)跟蹤。

3 仿真結(jié)果

因?yàn)锳D835最大輸入電壓為1.0v，選擇的電路參數(shù)為C1=C2=1nF，R=159k，R2=R9=R10=400，R1=1k時(shí)fLP=fBP=fHP=fi，增益分別為ALP=0.57，ABP=0.4，AHP=0.57。當(dāng)輸入信號(hào)的頻率fi取1.0MHz時(shí)用ORCAD仿真的結(jié)果如圖5。

從仿真結(jié)果分析可得，當(dāng)輸入信號(hào)的幅度為1v，頻率在200kHz-1MHz的范圍內(nèi)變化時(shí)，經(jīng)過濾波電路后信號(hào)的幅度變?yōu)関LP=vHP=0.57v，vBP=0.4v，且能夠同時(shí)實(shí)現(xiàn)低通、高通和帶通的濾波功能，幅頻特性在通帶內(nèi)較平坦，在阻帶內(nèi)衰減的較好，符合設(shè)計(jì)要求。

4 結(jié)論

提出了一種自適應(yīng)多功能濾波器的電路結(jié)構(gòu)和設(shè)計(jì)方法，待處理信號(hào)經(jīng)過預(yù)處理電路后輸入F/V電路將頻率信號(hào)變換為與之成正比例的電壓信號(hào)，然后將該電壓信號(hào)輸入多功能壓控濾波電路的電壓輸入端從而間接實(shí)現(xiàn)濾波器截止頻率的自動(dòng)適應(yīng)。從仿真結(jié)果可以看出設(shè)計(jì)的濾波器能夠?qū)崿F(xiàn)高通、低通和帶通的自動(dòng)跟蹤濾波功能，驗(yàn)證了該方法的正確性。由于電路中選用的模擬乘法器和電流運(yùn)放都是高頻性能較好的器件，可以利用分頻及放大原理將高頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為低頻信號(hào)從而實(shí)現(xiàn)濾波器頻率的擴(kuò)展。

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篇4

關(guān)鍵詞：低通濾波器； 微帶線； 平衡技術(shù)； 版圖優(yōu)化

中圖分類號(hào)：TN71334文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A文章編號(hào)：1004373X(2012)04002702

Design of microstrip lowpass filter layout optimization based on balanc technology

PENG Yufeng, LIN Sihong, ZHANG Shuli, JIN Long

(College of Physics and Information Engineering, Henan Normal University, Xinxiang 453008, China)

Abstract： The discontinuity of the microstrip line structure makes reflection loss and insertion loss bigger, and affects the filter performance. In this paper, balancing method is used to enhance the lower characteristic impedance of the parallel filter branch to achieve the purpose of reducing the width of microstrip line, accordingly to balance the width of the filter and to optimize the simulation layout. Taking the design of a fivethorder Chebyshev microstrip lowpass filter as an example, its simulation results show that the internal reflection loss of the filter passband decreases from -9.566 dB to -15.837 dB and the insertion loss cuts down to 0.322 dB from 0.679 dB. Compared with directly adoptting Richards transform and microstrip lowpass filter designed by Kuroda rule, this method can shorten the design cycle of filter and make the filter performance satisfactory.

Keywords： lowpass filter; microstrip line; balancing technology

收稿日期：20110911微帶濾波器是無線通信的重要部件。隨著無線通信系統(tǒng)的發(fā)展，加速了微帶濾波器的研究進(jìn)程，發(fā)明許多Q值適中、重量輕、穩(wěn)定性好的微帶濾波器。計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)軟件的出現(xiàn)，使設(shè)計(jì)者在設(shè)計(jì)過程中避免繁雜的計(jì)算過程,提高復(fù)雜電路設(shè)計(jì)效率，縮短設(shè)計(jì)周期。設(shè)計(jì)者通常運(yùn)用Richards變換與Kuroda規(guī)則設(shè)計(jì)微帶低通濾波器［13］。該方法設(shè)計(jì)的濾波器在接頭處會(huì)由于相鄰耦合線線寬不同產(chǎn)生不連續(xù)性，使插入損耗較大，不滿足一些射頻通信的要求。為了解決此問題，采用電磁帶隙結(jié)構(gòu)與高低阻抗線結(jié)合的方法，改善了通帶性能，但阻帶性能變差，體積變大［4］。運(yùn)用分形技術(shù)設(shè)計(jì)高低阻抗濾波器取得了一定的效果，但設(shè)計(jì)方法復(fù)雜，對(duì)于加工精度要求較高［5］。

本文提出一種采用平衡技術(shù)優(yōu)化微帶低通濾波器版圖的方法，并以5節(jié)切比雪夫微帶低通濾波器為例，通過在低特性阻抗并聯(lián)傳輸線節(jié)點(diǎn)處再并聯(lián)相同長度的微帶線，修改兩條微帶線特性阻抗為原來的兩倍達(dá)到優(yōu)化版圖的目的。原理圖仿真和版圖仿真均驗(yàn)證了該方法的可行性。該方法簡單易行，只需使用ADS軟件就能方便修改，并且可以用于帶阻濾波器等其他微帶結(jié)構(gòu)的濾波器，具有良好的應(yīng)用前景。

1平衡技術(shù)設(shè)計(jì)原理

使用Richards變換和Kuroda規(guī)則設(shè)計(jì)微帶濾波器，所得串并聯(lián)傳輸線長度理論上是相同的。選取各支節(jié)傳輸線長度l為截止頻率下波長的1／8，由終端開路傳輸線阻抗分布表達(dá)式：Zin（l）=-jZ0tan β1(1)式中：傳播常數(shù)β=2π／λ；Z0為特性阻抗。將l=λ／8帶入式（1）可得：Zin（l）=-jZ0(2)若傳輸線長度l保持不變，使兩條特性阻抗Z0相同長度l相等的終端開路傳輸線并聯(lián)于同一點(diǎn)，則其輸入阻抗會(huì)減半為Z0／2；反之，將兩段并聯(lián)終端開路傳輸線特性阻抗提高1倍并聯(lián)于同一點(diǎn)且保持傳輸線長度l不變，則輸入阻抗保持不變?yōu)閆0。

由以上推導(dǎo)可知，用平衡技術(shù)修改濾波器并聯(lián)終端開路傳輸線不影響各節(jié)的輸入阻抗。

2用Richards變換、Kuroda規(guī)則設(shè)計(jì)微帶低通濾波器由于當(dāng)頻率較高時(shí)電感和電容應(yīng)選的元件值過小，由于寄生參數(shù)的影響，如此小的電感和電容已經(jīng)不能再使用集中參數(shù)元件并且工作波長與濾波器元件的物理尺寸相近，濾波器元件之間的距離不可忽視，需要考慮分布參數(shù)效應(yīng)［67］?；谝陨显颍O(shè)計(jì)者先設(shè)計(jì)出有電感、電容組成的集中參數(shù)濾波器，然后運(yùn)用Richards變換和Kuroda規(guī)則轉(zhuǎn)換為合適的微帶濾波器結(jié)構(gòu)。

本文設(shè)計(jì)的微帶低通濾波器指標(biāo)如下：

截止頻率為f0=3 GHz，通帶內(nèi)波紋為0.5 dB，在2倍截止頻率處具有不小于40 dB的帶外衰減，輸入/輸出阻抗為50 Ω?；搴穸菻=0.762 mm，基板相對(duì)介電常數(shù)Er=3.66，磁導(dǎo)率μ=1 H/M，金屬電導(dǎo)率為5.88 mS/m，封裝高度Hu=1.0+33 mm,金屬層厚度T=0.035 mm。

通過計(jì)算選用5階切比雪夫微帶低通濾波器模型進(jìn)行設(shè)計(jì)［8］。電路原理及其仿真結(jié)果如圖1所示。

圖1微帶低通濾波器原理電路及仿真結(jié)果由圖可以看出串聯(lián)和并聯(lián)的微帶線長度均為λ／8，而寬度與特性阻抗大小相關(guān)。

由于原理圖仿真是在理想條件下進(jìn)行的，而實(shí)際的電路板需要考慮耦合和干擾等因素的影響。ADS版圖仿真是采用矩量法進(jìn)行電磁仿真，對(duì)版圖的仿真結(jié)果更符合電路實(shí)際情況［8］。圖1所示的濾波器原理圖對(duì)應(yīng)的版圖結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2微帶低通濾波器版圖結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果3用平衡技術(shù)設(shè)計(jì)微帶低通濾波器

由于微帶傳輸線的特性阻抗越高，傳輸線的寬度就越窄。反之，阻抗越低，寬度就越寬。從第2節(jié)中的濾波器原理圖可看出，TL3和TL5兩段并聯(lián)的微帶線，他們的寬度比較寬即特性阻抗偏大，使用平衡技術(shù)，在TL3并聯(lián)點(diǎn)處再并聯(lián)一根相同長度的終端開路微帶線，將兩根線的特性阻抗擴(kuò)大為原來的2倍，并運(yùn)用ADS軟件中的LineCalc工具推算出線的寬度W。對(duì)于TL5用同樣的方法設(shè)計(jì)。電路原理及仿真結(jié)果如圖3所示。

圖3改進(jìn)后微帶低通濾波器原理電路及仿真結(jié)果圖3所示的濾波器原理圖對(duì)應(yīng)的版圖結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4改進(jìn)后微帶低通濾波器版圖結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果由圖1和圖3的原理圖仿真結(jié)果可以看出，優(yōu)化前的反射損耗，插入損耗與優(yōu)化后的數(shù)值幾乎相同。這與使用平衡技術(shù)修改原理圖后不改變原有濾波器阻抗的結(jié)論相一致。

由圖2和圖4的版圖仿真結(jié)果可以看出，通帶內(nèi)反射損耗由-9.566 dB降低到-15.837 dB，插入損耗由0.679 dB降低到0.322 dB。

可以看出，運(yùn)用平衡技術(shù)均衡微帶低通濾波器微帶線寬度后，使通帶內(nèi)反射損耗明顯改善，插入損耗明顯降低，達(dá)到了性能指標(biāo)。證明了該方法的有效性。

4結(jié)語

篇5

關(guān)鍵詞：微帶濾波器 射頻通信 頻帶響應(yīng)

中圖分類號(hào)：TN713 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1672-3791（2012）11（c）-0084-01

1 設(shè)計(jì)原理

系統(tǒng)需求濾波器的指標(biāo)如下所示。

中心頻率：5.35 GHz。

頻帶寬度：5.2～5.5 GHz。

通帶增益：大于-5 dB，主要由濾波器的S21參數(shù)確定。

阻帶增益：在4.8 GHz以上小于-40 dB，也主要由濾波器的S21參數(shù)確定。

通帶反射系數(shù)：小于-22 dB，由濾波器的S11參數(shù)確定。

濾波器設(shè)計(jì)模型有巴特沃斯原型濾波器、切比雪夫原型濾波器、橢圓函數(shù)原型濾波器三種形式。其中巴特沃斯原型濾波器，具備平坦的過渡帶與單調(diào)下降的幅頻響應(yīng)曲線，適合系統(tǒng)的需求。建立標(biāo)準(zhǔn)微帶帶通濾波電路模型如圖1所示。

根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)指標(biāo)，查表求得濾波器階數(shù)為5階。

2 設(shè)計(jì)方法與工藝

微帶濾波器設(shè)計(jì)是用開路并聯(lián)短截線或是短路串聯(lián)短截線來代替集總元器件的電容或是電感來實(shí)現(xiàn)濾波的功能。在濾波器原型基礎(chǔ)上，借助頻率變換完成。頻率變換函數(shù)有兩種，如式1、式2所示。

微帶線的結(jié)構(gòu)有平行耦合微帶線、階躍阻抗微帶線、梳狀微帶線等等，根據(jù)需要，濾波器設(shè)計(jì)采用平行耦合結(jié)構(gòu)。以濾波器的S參數(shù)作為優(yōu)化目標(biāo)。S21（S12）是傳輸參數(shù)，濾波器通帶、阻帶的位置以及增益、衰減全都表現(xiàn)在S21（S12）隨頻率變化的曲線上。S11（S22）參數(shù)是輸入、輸出端口的反射系數(shù)，如果反射系數(shù)過大，就會(huì)導(dǎo)致反射損耗增大，影響系統(tǒng)的前后級(jí)匹配，使系統(tǒng)性能下降。

為減小電路板的尺寸，力求微帶線面積最小化，采用介電常數(shù)4.6，板厚0.5 mm的電路板進(jìn)行加工。

3 仿真結(jié)果與分析

利用ADS對(duì)微帶濾波器的幅頻響應(yīng)、S參數(shù)進(jìn)行仿真（端口隔離度、反射系數(shù)），如圖2、圖3所示。

其中S21端口隔離度，表示端口2匹配時(shí)，端口1到端口2的傳輸系數(shù)；S11是端口2匹配時(shí)，端口1的反射系數(shù)。由仿真結(jié)果可以看出濾波器頻率響應(yīng)曲線具有良好的對(duì)稱性，

通頻帶平坦，在4.8 GHz處的衰減，達(dá)到了系統(tǒng)的設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種微帶帶通濾波器，給出了微帶帶通濾波器的設(shè)計(jì)原理與設(shè)計(jì)方法，通過ADS仿真驗(yàn)證了濾波器的性能指標(biāo)，能夠滿足系統(tǒng)的設(shè)計(jì)需要。

參考文獻(xiàn)

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篇6

同址多臺(tái) 共址濾波 濾波器仿真

A Solution to Solving Co-Site Multi-Radios Based on Co-Site Filtering

PAN Geng-feng

The problem of co-site multi-radios of Radio X was analyzed in depth and a filtering solution was proposed. According to specifications of the radio， the feasibility of the solution was addressed. In addition， the principles of co-site filtering module， filter simulation， experience and method of manufacturing and debugging， which were applied to Radio X， were elaborated.

co-site multi-radios co-site filtering filter simulation

1 引言

X電臺(tái)集成2個(gè)能與A軍電臺(tái)通信的A通道（30―90MHz）、1個(gè)能與B軍電臺(tái)通信的B通道（30―90MHz）和1個(gè)能與C軍電臺(tái)通信的C通道（100―400MHz）為一體，對(duì)應(yīng)4個(gè)通道模塊和4根天線，既能單獨(dú)和A軍、B軍或C軍電臺(tái)通信，又能實(shí)現(xiàn)不同兵種、不同體系之間的連接作用，使原本不能通信的A軍電臺(tái)、B軍電臺(tái)和C軍電臺(tái)能夠相互通信。在用戶裝車試驗(yàn)中發(fā)現(xiàn)，當(dāng)4個(gè)通道同時(shí)工作時(shí)，存在通道間相互干擾，不能同時(shí)進(jìn)行通信。

2 原理分析

為解決跳頻同臺(tái)多機(jī)問題，項(xiàng)目組進(jìn)行電臺(tái)裝車仿真實(shí)驗(yàn)。天線間距如圖1所示，4個(gè)天線各安裝在通信車的4個(gè)角上。

通過試驗(yàn)分析，發(fā)現(xiàn)X電臺(tái)存在典型的同址多臺(tái)問題，具體如下：

（1）發(fā)射信號(hào)阻塞接收信號(hào)。由于天線間距短，接收天線與發(fā)射天線間信號(hào)耦合很強(qiáng)，如表1所示。當(dāng)天線間距為1.2m時(shí)，天線間的隔離度在90MHz頻率時(shí)為24dB，在30MHz頻率時(shí)只有10dB，因此發(fā)射信號(hào)阻塞接收通道前級(jí)低噪放，噪聲系數(shù)增加，產(chǎn)生非線性，使接收通道不能正常工作。

表1 不同頻率下的天線隔離度

頻率

/MHz 30 40 50 60 70 80 90

隔離度

/dB 10 13 15 17 20 22 24

（2）發(fā)射雜散及諧波落入接收頻段，干擾接收通道，使之不能正常工作。

（3）當(dāng)電臺(tái)2個(gè)通道發(fā)射、1個(gè)通道接收時(shí)，2個(gè)發(fā)射頻率的互調(diào)產(chǎn)物落入接收頻段，干擾接收通道，使之不能正常工作。

（4）發(fā)射信號(hào)的寬帶噪聲以及2個(gè)發(fā)射頻率的互調(diào)產(chǎn)物搬移到接收頻點(diǎn)的寬帶噪聲，干擾微弱接收信號(hào)。

綜合上述問題，其中以電臺(tái)2個(gè)通道發(fā)射時(shí)產(chǎn)生的互調(diào)問題最難解決，因?yàn)?個(gè)發(fā)射信號(hào)的互調(diào)可在發(fā)射通道的功放處產(chǎn)生，也可在接收通道放大器產(chǎn)生。并且因互調(diào)產(chǎn)物而搬移的發(fā)射寬帶噪聲幾乎覆蓋整個(gè)通信頻段，淹沒遠(yuǎn)處發(fā)射過來的接收信號(hào)。

3 解決思路

解決同址多臺(tái)問題的最根本問題是增加天線間的隔離度，最簡單的方法是增加天線的距離，但由于電臺(tái)裝車要求，天線距離是固定的。另外一個(gè)方法是通過濾波器來增加天線間的隔離度，2個(gè)天線不同時(shí)工作在相同頻率，假設(shè)天線1工作在頻率30MHz處、天線2工作在頻率40MHz處，在天線1增加帶通濾波器，其中心頻率為30MHz，在40MHz處的抑制為40dB，則天線2的發(fā)射功率在天線1處將被濾波器抑制40dB，相當(dāng)于天線間的隔離度增加了40dB。

4 指標(biāo)分析

假設(shè)濾波器帶外抑制為40dB，根據(jù)X電臺(tái)實(shí)際通信指標(biāo)，分析增加濾波器之后射頻通道間的相互干擾問題。

（1）抗阻塞干擾。如圖2所示，X電臺(tái)發(fā)射功率為20W（43dBm），濾波器隔離度為40dB，天線隔離度為10dB，則進(jìn)入接收通道信號(hào)電平為-7dBm，X電臺(tái)接收通道靈敏度電平為-117dBm，在10MHz處雙信號(hào)選擇性為110dB，此時(shí)要求收發(fā)頻率間隔為10MHz。

圖2 阻塞干擾、雜散抑制和寬帶噪聲分析圖

（2）雜散抑制。如圖2所示，根據(jù)上文要求收發(fā)頻率間隔為10MHz，則要求發(fā)射信號(hào)在10MHz的雜散抑制大于110dB。

（3）諧波抑制。如圖3所示，X電臺(tái)發(fā)射諧波抑制要求大于50dB，則要求發(fā)射頻率的諧波點(diǎn)偏離接收頻點(diǎn)500kHz以上（接收通道在500kHz處雙信號(hào)選擇性指標(biāo)為60dB）。

（4）互調(diào)抑制。如圖4所示，假設(shè)互調(diào)產(chǎn)物在其中一個(gè)發(fā)射通道的功放處產(chǎn)生，功放在43dBm輸出時(shí)的互調(diào)抑制指標(biāo)為25dB，則要求其三階互調(diào)頻率偏離接收頻點(diǎn)50kHz以上（接收通道在500kHz處雙信號(hào)選擇性指標(biāo)為35dB）。其他階數(shù)的互調(diào)產(chǎn)物基本抑制到靈敏度電平以下;而因互調(diào)產(chǎn)物而產(chǎn)生的寬帶噪聲搬移，基本可抑制到靈敏度電平以下。

（5）寬帶噪聲。如圖2所示，信號(hào)帶寬為16kHz，收發(fā)頻率間隔為10MHz，則要求發(fā)射信號(hào)在10MHz處的寬帶噪聲大于110dBc/16kHz，即109dBm/Hz。

根據(jù)上述推算結(jié)果，若濾波器帶外抑制為40dB，需對(duì)X電臺(tái)預(yù)先進(jìn)行如下頻率規(guī)劃：

（1）收發(fā)頻率間隔10MHz以上。

（2）發(fā)射二次諧波間隔接收頻率500kHz以上。

（3）發(fā)射三階互調(diào)產(chǎn)物間隔接收頻率50kHz以上。

在頻率規(guī)劃時(shí)應(yīng)考慮上述要求，避免產(chǎn)生有沖突的頻率設(shè)置;結(jié)合LC濾波器的工程化性能，將通信頻段30―90MHz等分為6個(gè)頻段，對(duì)應(yīng)設(shè)置6個(gè)帶通濾波器，每個(gè)濾波器通帶為10MHz、過渡帶為10MHz、帶外抑制為40dB。如圖5所示，要求同時(shí)2個(gè)射頻通道工作在不相鄰的2個(gè)頻段內(nèi)（圖中實(shí)線濾波器所示），則滿足收發(fā)頻率間隔10MHz以上。

圖5 頻段劃分圖

5 共址濾波模塊設(shè)計(jì)

根據(jù)上述思路，在X電臺(tái)增加一個(gè)共址濾波器模塊，如圖6所示。共址濾波器模塊由1個(gè)電源邏輯板、3個(gè)帶通濾波板和1個(gè)高通濾波板組成。

圖6 跳頻濾波模塊框圖

電源邏輯板由相對(duì)獨(dú)立的開關(guān)電源電路和邏輯譯碼控制電路組成。開關(guān)電源電路為DC-DC變換模塊，提供跳頻濾波板所需的電源;邏輯譯碼控制電路直接從X電臺(tái)總線背板上接收四路射頻通道的工作模式和頻率等參數(shù)信息，控制帶通濾波板，使其選通相應(yīng)的帶通濾波器接入電路。

帶通濾波板內(nèi)含6個(gè)帶通濾波器，如圖7所示，通過PIN管開關(guān)電路，控制選通的頻帶。

圖7 帶通濾波板框圖

在濾波器的設(shè)計(jì)上，選擇采用一個(gè)7階串聯(lián)型高通濾波器和一個(gè)7階并聯(lián)型低通濾波器串聯(lián)的方法來實(shí)現(xiàn)帶通濾波器。這樣設(shè)計(jì)的好處是：電路沒有較大的電容和電感，因?yàn)槿葜翟?00pF以上的高Q電容要么耐壓太低，要么體積太大;而電感量在500nH以上時(shí)，電感繞線太密，不宜生產(chǎn)加工，且調(diào)試電感只有6個(gè)，并且在調(diào)試時(shí)可以分別調(diào)試高通濾波器和低通濾波器指標(biāo)，再將2個(gè)濾波器串聯(lián)，微調(diào)接口處電容即可實(shí)現(xiàn)所需的帶通濾波器，在指標(biāo)上和帶通濾波器基本一致。2個(gè)濾波器串聯(lián)的電路圖和仿真波形分別如圖8、圖9所示。

根據(jù)上述仿真結(jié)果，理論上濾波器的指標(biāo)為：帶內(nèi)插損<0.9dB，帶內(nèi)波動(dòng)<0.5dB，帶外衰減>40dB，反射衰減>20dB，過渡帶<10MHz。

6 工程化實(shí)現(xiàn)

實(shí)際裝配出來的電路和仿真的電路有很大區(qū)別。在仿真中，器件都是相對(duì)的理想器件，而實(shí)際電路中還存在耦合電容、引線電感以及控制電路干擾等。在設(shè)計(jì)中需做相應(yīng)的處理，才能使6路濾波器的實(shí)際曲線基本符合仿真結(jié)果，達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)。共址濾波器模塊設(shè)計(jì)中的處理措施和調(diào)試經(jīng)驗(yàn)舉例如下：

（1）PCB布板時(shí)，采用屏蔽框6路濾波器隔開，減少各路濾波器之間的相互串?dāng)_;印制板在濾波電路區(qū)域一般不鋪地銅，減少電感和印制板之間的耦合電容。同時(shí)，在每路濾波器中增設(shè)測試點(diǎn)，可分別調(diào)試高通濾波器和低通濾波器。

（2）增加控制信號(hào)的濾波電路。由于濾波器的交流通道和直流控制通道是一致的，所以在每路控制信號(hào)上都采用電感并聯(lián)電容下地的濾波電路，避免控制電路引入干擾。

（3）由于電路上的耦合電容因素，濾波器端接阻抗不是純50Ω電阻，因此必須相應(yīng)調(diào)整濾波電路接口處的電容容值，一般是減少并聯(lián)處的電容容值。

（4）在調(diào)試中，當(dāng)反射衰減達(dá)到20dB而帶內(nèi)插損不達(dá)標(biāo)時(shí)，應(yīng)考慮PIN管的導(dǎo)通電流是否足夠，當(dāng)PIN管導(dǎo)通電流不足時(shí)，其導(dǎo)通電阻較大，這時(shí)應(yīng)減少電路直流回路的電阻，增大PIN管導(dǎo)通電流。

（5）在濾波器設(shè)計(jì)中，可以用ADS進(jìn)行整體仿真，預(yù)先排除設(shè)計(jì)上的一些遺漏或者錯(cuò)誤。

最后，在產(chǎn)品的高低溫環(huán)境試驗(yàn)中，濾波器的指標(biāo)都符合設(shè)計(jì)仿真結(jié)果，達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

7 結(jié)束語

通過實(shí)際結(jié)果證明，本文介紹的共址濾波器模塊是解決同址多臺(tái)問題的一種有效方法，在用戶補(bǔ)充實(shí)驗(yàn)中，改進(jìn)后的X電臺(tái)成功地實(shí)現(xiàn)了4個(gè)信道同時(shí)工作，通信距離正常且通話效果良好。

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篇7

關(guān)鍵詞:ADS; 高度表; 電磁干擾; 行為級(jí)仿真

中圖分類號(hào):TN722.3 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

文章編號(hào):1004-373X(2010)09-0014-04

Behavioral Simulation and Analysis of Interfering Wireless Altimeter

by Airborne Shortwave Station

LI Shu-hua, GONG Bo, GAO Wei

(NAEI Qingdao Branch, Qingdao 266041, China)

Abstract: A behavioral level simulation of altimeter receiver is made with the advanced design system(ADS) software based on the result of EMI testing. The reason of EMI generation is judged by outputting frequency spetrum and the measure to solve the problem by adding an array filter is performed. The final EMC testing results show that the method to analyse EMI mechanism has a certain reference value for practical engineering projects.

Keywords: ADS; altimeter; EMI; behavioral level simulation

0 引 言

對(duì)某飛機(jī)平臺(tái)加裝新的短波電臺(tái)后,出現(xiàn)了電磁干擾問題。具體表現(xiàn)為:在短波電臺(tái)發(fā)射時(shí),無線電高度表輸出的高度數(shù)值發(fā)生變化,忽大忽小,嚴(yán)重時(shí)高度數(shù)值直接變?yōu)榱恪Ｓ捎谠摳叨刃畔⑼瑫r(shí)還提供給機(jī)上其他交聯(lián)設(shè)備,出現(xiàn)這種干擾會(huì)對(duì)整機(jī)的飛行性能產(chǎn)生嚴(yán)重影響,特別是在飛控系統(tǒng)自動(dòng)工作狀態(tài)下,高度信息的錯(cuò)誤嚴(yán)重影響飛行安全。如何有效解決這種在現(xiàn)有飛機(jī)平臺(tái)上加裝新式機(jī)載電子設(shè)備所帶來的電磁兼容性問題,已成為機(jī)載電子設(shè)備研制和裝備過程中一個(gè)急需解決的課題。行為級(jí)仿真是基于電路部件或子系統(tǒng)頂層特征的提取,無須通過門級(jí)原理圖描述電路,而是針對(duì)設(shè)計(jì)目標(biāo)進(jìn)行功能描述。仿真設(shè)計(jì)軟件(Advanced Design System,ADS)安捷倫(Agilent)公司開發(fā)的一套功能強(qiáng)大的EDA 軟件,可以模擬整個(gè)信號(hào)通路,具有強(qiáng)大的行為級(jí)仿真功能。通過對(duì)高度表接收機(jī)系統(tǒng)的諧波平衡仿真,可以清楚地查看輸出功率的頻譜成分,從而為分析電磁干擾形成的機(jī)理提供依據(jù)。

1 高度表的原理

無線電高度表組成框圖如圖1所示。如圖2中實(shí)線非對(duì)稱鋸齒波作為調(diào)制信號(hào)的超高頻調(diào)頻信號(hào),從發(fā)射組件信號(hào)源輸出端,經(jīng)功率分配器,輸送到發(fā)射天線并向地平面方向輻射出去。從地平面反射的超高頻信號(hào)輸送到接收天線并經(jīng)超高頻頻率濾波器、高頻開關(guān)提供到混頻器的一個(gè)輸入端,同時(shí)發(fā)射機(jī)的部分功率作為本振信號(hào)經(jīng)功率分配器輸送到混頻器的另一個(gè)輸入端。在混頻器中,反射信號(hào)和本振信號(hào)混頻后輸出差頻信號(hào)。差頻ΔF的大小與電波在空間通過的時(shí)間τ和調(diào)制參數(shù)有關(guān),只要測得差頻ΔF就可以知道飛機(jī)的即時(shí)高度。

圖1 無線電高度表組成框圖

差頻ΔF的大小與電波在空間通過的時(shí)間τ和調(diào)制參數(shù)有關(guān),它們之間的關(guān)系為:

ΔF=Δfτ/T(1)

這里

τ=2(HS+HJ)/C(2)

式中:HS為剩余高度,單位:m;HJ為即時(shí)高度,單位:m;C為無線電波傳播速度,單位:m/s;Δf為頻率調(diào)制信號(hào)頻偏,單位:Hz;T為調(diào)制信號(hào)的工作行程持續(xù)時(shí)間,單位:s。

圖2 調(diào)制頻率為非對(duì)稱鋸齒波規(guī)律時(shí)的拍頻頻率圖

2 短波電臺(tái)對(duì)低頻電纜的輻射耦合干擾

通過一系列電磁干擾狀態(tài)試驗(yàn)分析可以得出,短波電臺(tái)對(duì)高度表的干擾可歸為兩個(gè)途徑:一是通過低頻電纜進(jìn)入收發(fā)機(jī);二是通過接收天線和高頻饋線進(jìn)入收發(fā)機(jī)。通過電磁敏感度試驗(yàn),可以確定主要的干擾途徑是低頻電纜。

首先對(duì)短波電臺(tái)中低頻電纜的輻射耦合干擾值進(jìn)行計(jì)算。

短波電臺(tái)天線指安裝在飛機(jī)尾部的長度為l=1.1 m的垂直天線,到無線電高度表的距離r=1 m。短波電臺(tái)通信頻率設(shè)為16 MHz,功率為100 W,天線輸入端電流I0=1.4 A。

經(jīng)計(jì)算,在λl時(shí),近場區(qū)和遠(yuǎn)場區(qū)的分界距離D1=λ/2π≈4.78 m,近場感應(yīng)區(qū)和近場輻射區(qū)的分界距離D2=2π/λ≈0.21 m,即低頻電纜所在位置為短波電臺(tái)天線的近場輻射區(qū)。在這個(gè)區(qū)域,隨著距離的增加儲(chǔ)能迅速衰減,輻射功率密度按角度方向的分布隨著輻射源距離的變化而變化。在近場區(qū)中可不考慮垂直天線輻射的方向性,且電場的幅度遠(yuǎn)比磁場幅度大,故只考慮電場輻射影響[1]。因此短波電臺(tái)天線1 m距離處的輻射場強(qiáng)應(yīng)為[2]:

E=kη4πrI0le=(2π/λ)η4πrI0λ2π

=42 V/m≈152 dBμV/m(3)

飛機(jī)蒙皮的場強(qiáng)衰減修正值M≈50 dB,低頻電纜耦合衰減修正值N≈20 dB。將低頻電纜作為接收天線,飛機(jī)蒙皮衰減量M和電纜耦合衰減量N作為接收天線的校準(zhǔn)系數(shù),則在短波電臺(tái)輻射場強(qiáng)干擾下產(chǎn)生的耦合電壓約為82 dBμV。在阻抗為50 Ω的情況下,考慮到dBm和dBμV的換算關(guān)系[3],有:

PdBm=UdBμV-107(4)

則低頻電纜中的等效耦合功率約為-25 dBm。

3 高度表接收機(jī)系統(tǒng)的仿真

通過電磁干擾狀態(tài)試驗(yàn)可以得知,只要短波電臺(tái)通電工作,在整個(gè)頻帶范圍2～30 MHz內(nèi)均會(huì)對(duì)無線電高度表產(chǎn)生干擾。因此仿真時(shí)設(shè)定了電臺(tái)中心頻率16 MHz,采用上邊帶工作方式發(fā)射,并選定通頻帶范圍內(nèi)與中心頻率間隔1 100 Hz,1 200 Hz和1 300 Hz的┤個(gè)頻點(diǎn)(16 MHz+1 100 Hz,16 MHz+1 200 Hz,16 MHz+1 300 Hz),等效耦合功率均為-25 dBm。

3.1 接收機(jī)頻帶選擇性仿真

在進(jìn)行高度表接收機(jī)系統(tǒng)仿真之前,首先需要對(duì)接收機(jī)的頻帶選擇性進(jìn)行仿真,實(shí)質(zhì)上是對(duì)低頻放大器部件的頻帶選擇性進(jìn)行仿真。低頻放大器部件的功能主要是放大拍頻信號(hào)達(dá)到對(duì)拍頻穩(wěn)定電路正常工作所需要的數(shù)值,所包含器件的組成框圖如圖3所示。

圖3 低頻放大器部件組成框圖

在ADS中建立仿真原理圖如圖4所示。

圖4 頻帶選擇性仿真原理圖

從圖5的仿真結(jié)果可以看出,接收機(jī)在頻帶選擇中心頻率處的最大增益大約是59 dB,這是由于考慮到了帶通濾波器的插入損耗以及波紋、放大器的噪聲等影響后的結(jié)果;-3 dB通頻帶略小于12 kHz,由于一般接收到的信息集中在離中心頻率10 kHz的范圍內(nèi),因此不會(huì)導(dǎo)致產(chǎn)生較大的失真。總之,對(duì)接收機(jī)頻帶選擇性仿真符合設(shè)備的基本特性。

3.2 高度表接收機(jī)系統(tǒng)ADS仿真

無線電高度表接收機(jī)模型的參數(shù)如下:

(1) 工作頻率范圍是:4.2～4.4 GHz,仿真選定4.3 GHz;

(2) 發(fā)射機(jī)輸出功率:大于等于80 mW,仿真選定100 mW(20 dBm);

(3) 拍頻頻率:30 kHz;

(4) 波阻抗:50 Ω;

(5) 抑制寄生調(diào)制幅度:大于等于28 dBm;

在ADS中建立無線電高度表接收機(jī)的行為級(jí)仿真模型,將由低頻電纜進(jìn)入的16 MHz+1 100 Hz,16 MHz+1 200 Hz,16 MHz+1 300 Hz三個(gè)頻點(diǎn)干擾信號(hào)加入混頻器中,如圖6所示。

圖5 接收機(jī)頻帶選擇部分S(2,1)參數(shù)

圖6 接收機(jī)系統(tǒng)的行為級(jí)原理圖

仿真后的結(jié)果如圖7所示。

圖7 低頻放大電路輸出差頻的仿真頻譜圖

如圖7的仿真結(jié)果可以看出,輸出的差頻信號(hào)在受到短波電臺(tái)通過低頻電纜耦合進(jìn)入混頻器的干擾后,完全湮沒在進(jìn)入鑒頻器部件的信號(hào)頻率之中。如果沒有短波電臺(tái)的干擾,當(dāng)飛機(jī)高度發(fā)生變化,低頻放大電路輸出的差頻信號(hào)應(yīng)該是ΔF+ΔF′,在鑒頻器部件中將ΔF′轉(zhuǎn)變成穩(wěn)定的控制電壓,進(jìn)入調(diào)制器部件控制調(diào)制信號(hào)的工作行程持續(xù)時(shí)間T變化,使得ΔF′歸零,從而通過計(jì)算調(diào)制信號(hào)的工作行程持續(xù)時(shí)間T來計(jì)算飛機(jī)高度。如果出現(xiàn)圖7的仿真情況,那么進(jìn)入鑒頻器電路的差頻信號(hào)頻率不惟一,鑒頻器輸出的控制電壓也不是穩(wěn)定的,而是正負(fù)相交的瞬態(tài)電壓,控制調(diào)制器部件中工作行程持續(xù)時(shí)間T的變化也是不穩(wěn)定的,而且經(jīng)高度計(jì)算電路部件計(jì)算的高度也是變化的,在表頭上的指示則是高度指針產(chǎn)生擺動(dòng)。

如果干擾信號(hào)進(jìn)入混頻器后,導(dǎo)致進(jìn)入低頻放大電路的拍頻信號(hào)太小,即使經(jīng)過放大后依然達(dá)不到鑒頻器電路所能識(shí)別的最小電壓值,此時(shí)相當(dāng)于拍頻信號(hào)為零。由式(1)和式(2)可知,在拍頻信號(hào)為零時(shí),高度表指示器指在零刻度。

3.3 低頻電纜濾波器的仿真

在進(jìn)行電磁干擾試驗(yàn)測試時(shí),分析得出通過低頻電纜進(jìn)入收發(fā)機(jī)內(nèi)部的干擾信息不僅僅進(jìn)入混頻器,同時(shí)也通過串?dāng)_等方式進(jìn)入了調(diào)制器部件、高度計(jì)算電路部件和一次有效指令部件等,它們對(duì)這些部件的正常工作都有一定的影響,故采用濾波措施消除干擾時(shí),選擇了在收發(fā)機(jī)外部的低頻電纜上進(jìn)行。

低頻電纜中主要是電源和高度信息的傳輸,這些信號(hào)近似于直流傳輸。短波電臺(tái)對(duì)低頻電纜輻射干擾頻率在2～30 MHz,故采用低通濾波器可以濾除干擾信號(hào)。

利用ADS軟件自帶的DesignGuide濾波器設(shè)計(jì)工具,可以非常方便地設(shè)計(jì)出滿足要求的濾波器。將設(shè)計(jì)好的低通濾波器加入高度表接收機(jī)的ADS電路圖進(jìn)行仿真,以觀察此時(shí)的低頻放大器部件頻譜圖輸出。通過改變低通濾波器的指標(biāo)參數(shù)來改變低通濾波器的濾波特性,直到得出符合要求的高度表接收機(jī)低頻放大器部件的頻譜輸出。

利用ADS軟件中的S參數(shù)仿真控制器對(duì)所設(shè)計(jì)的低通濾波器進(jìn)行仿真,仿真電路圖如圖8所示,生成的S(2,1)參數(shù)曲線圖如圖9所示。將設(shè)計(jì)好的低通濾波器加入到高度表接收機(jī)的ADS仿真電路圖中進(jìn)行仿真,低頻放大器部件頻譜圖輸出圖如圖10所示。

圖8 低通濾波器S參數(shù)仿真電路圖

圖9 低通濾波器S(2,1)參數(shù)曲線

圖10 加濾波器的的仿真頻譜圖

通過圖10可以看出,加入低通濾波器后低頻放大器部件輸出的差頻信號(hào)受干擾信號(hào)影響可以忽略不計(jì)。這樣差頻信號(hào)進(jìn)入鑒頻器可以輸出正常的控制電壓,從而顯示出正確的高度信息。

4 電磁兼容改進(jìn)措施及測試試驗(yàn)

由于低頻電纜中線纜比較多,采用了在電纜連接處加裝陣列濾波器的濾波方案。在低通濾波器ADS仿真原理圖中進(jìn)入所設(shè)計(jì)濾波器的子電路,可以發(fā)現(xiàn)所設(shè)計(jì)的低通濾波器實(shí)質(zhì)為電容值為3 239 pF的C型濾波器,通過查閱標(biāo)準(zhǔn)電容濾波器產(chǎn)品表,最終的陣列濾波器選用了電容值為2 500 pF的C型濾波器。

按某型飛機(jī)維護(hù)規(guī)程要求對(duì)未采取電磁兼容改進(jìn)的高度表和采用濾波器進(jìn)行電磁兼容改進(jìn)的高度表進(jìn)行測試,結(jié)果表明采用濾波電連接器措施后,符合高度表輸出高度電壓精度要求。

5 結(jié) 語

隨著電子、電氣、計(jì)算機(jī)、通訊技術(shù)的迅猛發(fā)展,機(jī)載電子系統(tǒng)大量采用了以微處理器為核心的自動(dòng)化和數(shù)字化技術(shù)。在現(xiàn)有飛機(jī)平臺(tái)上加裝新型機(jī)載電子設(shè)備必然會(huì)成為快速提高飛機(jī)性能的一種途徑,但加裝后整機(jī)設(shè)備能否與原機(jī)設(shè)備相互電磁兼容,是一個(gè)不得不面對(duì)的問題。利用ADS軟件對(duì)高度表接收機(jī)系統(tǒng)建立行為級(jí)仿真模型,通過輸出的頻譜來判斷干擾產(chǎn)生的原因,避免了對(duì)具體電路作大量冗長無效的分析。這種查找電磁干擾原因和分析干擾機(jī)理的方法,可以在其他平臺(tái)加改裝電子設(shè)備時(shí)的電磁兼容分析時(shí)借鑒。

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篇8

【關(guān)鍵詞】電流脈寬調(diào)制;PWM;Pspice

1.概述

電源是電子設(shè)備的心臟部分，其質(zhì)量的好壞直接影響電子設(shè)備的可靠性，電子設(shè)備故障60%來自電源，開關(guān)穩(wěn)壓電源的調(diào)整工作在開關(guān)狀態(tài)，主要優(yōu)越性是高達(dá)70%-95%變換效率。

目前，空間技術(shù)、計(jì)算機(jī)、通信、雷達(dá)、電視及家用電器中的穩(wěn)壓電源已逐步被開關(guān)電源取代。開關(guān)穩(wěn)壓電源的優(yōu)越性主要表現(xiàn)在：功耗小，穩(wěn)壓范圍寬，體積小、重量輕[1] [2]。

傳統(tǒng)的線性電源具有穩(wěn)壓性能好、輸出紋波電壓小、使用可靠等優(yōu)點(diǎn)，但工頻變壓器體積龐大，調(diào)整管工作于線性放大狀態(tài)，導(dǎo)致電源功耗大、效率低、發(fā)熱嚴(yán)重。開關(guān)電源采用功率管作為開關(guān)器件，工作于開關(guān)狀態(tài)，損耗小;工作頻率在幾十到上百千赫茲，濾波電容、電感的數(shù)值較小。線性穩(wěn)壓電源允許電網(wǎng)波動(dòng)范圍為220v×（1±10%）， 對(duì)電網(wǎng)的適應(yīng)能力很強(qiáng)。另外，由于功耗小、機(jī)內(nèi)溫升低，提高了整機(jī)的穩(wěn)定性和可靠性[3]。

2.系統(tǒng)整體概述

開關(guān)電源可分成：機(jī)箱（或機(jī)殼）、電源主電路、電源控制電路三部分。機(jī)箱既可起到固定的作用，也可起到屏蔽的作用;電源主電路負(fù)責(zé)進(jìn)行功率轉(zhuǎn)換，通過適當(dāng)控制電路將市電轉(zhuǎn)換為所需的直流輸出電壓;控制電路根據(jù)實(shí)際需要產(chǎn)生主電路所需的控制脈沖及提供保護(hù)。開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示：

圖1 開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)框圖

電源主電路通過輸入整流濾波、DC-DC變換、輸出整流濾波將市電轉(zhuǎn)為所需的直流電壓。開關(guān)電源主回路可以分為：輸入整流濾波回路、功率開關(guān)橋、輸出整流濾波三部分。輸入整流濾波回路通過整流模塊將交流電變換成含有脈動(dòng)成分的直流電，通過輸入濾波電容使脈動(dòng)直流電變?yōu)檩^平滑的直流電;功率開關(guān)橋?qū)V波所得直流電變換為高頻方波電壓，通過高頻變壓器傳送至輸出側(cè)。由輸出整流濾波回路將高頻方波電壓濾波為所需直流電壓或電流。

控制電路為主回路提供正常功率變換所需的觸發(fā)脈沖。具有以下功能：控制脈沖產(chǎn)生電路、驅(qū)動(dòng)電路、電壓反饋控制電路、各種保護(hù)電路、輔助電源電路[4] [5]。

3.軟開關(guān)技術(shù)

軟開關(guān)技術(shù)指零電壓開關(guān)（ZVS）和零電流開關(guān)（ZCS）。圖4所示為功率開關(guān)管在軟開關(guān)及硬開關(guān)下的波形：

圖2 軟開關(guān)理想波形和硬開關(guān)波形

軟開關(guān)包括軟開通和軟關(guān)斷。軟開通包括零電流開通及零電壓開通，軟關(guān)斷包括零電流關(guān)斷及零電壓關(guān)斷，可按照驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)序來判斷。

零電流關(guān)斷：關(guān)斷命令在t2時(shí)刻或其后給出，開關(guān)器件端電壓由通態(tài)值上升到斷態(tài)值，開關(guān)器件進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)。

電壓關(guān)斷：關(guān)斷命令在t1時(shí)刻給出，開關(guān)器件電流由通態(tài)值下降到斷態(tài)值后，端電壓由通態(tài)值上升到斷態(tài)值，開關(guān)器件進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)。在t2前，開關(guān)器件端電壓必須維持在通態(tài)值（約等于零）。

零電壓開通：開通命令在t2時(shí)刻或其后給出，開關(guān)器件電流由斷態(tài)值上升到通態(tài)值，開關(guān)器件進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)。在t2前，開關(guān)器件端電壓必須下降到通態(tài)值（約等于零），電流上升到通態(tài)值以前維持在零。

零電流開通：開通命令在t1時(shí)刻給出，開關(guān)器件端電壓由斷態(tài)值下降到通態(tài)值以后，電流由斷態(tài)值上升到通態(tài)值，開關(guān)器件進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)。在t2以前開關(guān)器件電流必須維持在斷態(tài)值（約等于零）[6] [7]。

圖3 電源控制電路框圖

4.控制電路

根據(jù)電路功能將控制電路分為幾部分：脈沖產(chǎn)生電路、觸發(fā)電路、電壓反饋控制電路、軟啟動(dòng)電路、保護(hù)電路、輔助電源電路等[8]，控制電路如圖3所示。

脈沖產(chǎn)生電路是控制電路的核心。脈沖產(chǎn)生電路根據(jù)電壓反饋控制電路、保護(hù)電路及軟啟動(dòng)電路等提供的控制信號(hào)產(chǎn)生所需脈沖信號(hào)，該脈沖信號(hào)經(jīng)過觸發(fā)電路的放大驅(qū)動(dòng)開關(guān)元件，使開關(guān)管導(dǎo)通或關(guān)斷。

控制電路輸出的PWM信號(hào)，電平幅值和功率能力均不足以驅(qū)動(dòng)大功率開關(guān)元件，需要選擇合適的驅(qū)動(dòng)電路。驅(qū)動(dòng)電路將控制電路輸出PWM脈沖信號(hào)經(jīng)過電隔離后進(jìn)行功率放大及電壓調(diào)整驅(qū)動(dòng)大功率開關(guān)管，脈沖幅度以及波形關(guān)系到開關(guān)管的開關(guān)過程，直接影響損耗，需合理設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管最佳開通與關(guān)斷[9][10]。

5.系統(tǒng)仿真

5.1 總電路設(shè)計(jì)

利用理想電源代替振蕩器，通過設(shè)置時(shí)鐘周期給定振蕩頻率，仿真時(shí)控制震蕩頻率外接定時(shí)電阻和電容的6、7腳均可不接。簡化輸出電路，利用兩個(gè)晶體管模擬輸出級(jí)，關(guān)閉控制端用數(shù)字激勵(lì)驅(qū)動(dòng)，內(nèi)部邏輯利用數(shù)字仿真器進(jìn)行仿真。電路參數(shù)選擇和設(shè)計(jì)時(shí)，應(yīng)考慮上述簡化對(duì)系統(tǒng)的影響[11] [12]。

圖4 總電路設(shè)計(jì)圖

5.2 PWM模塊

根據(jù)PWM產(chǎn)生的原理得到仿真模塊，用以產(chǎn)生可調(diào)的PWM信號(hào)。工頻脈沖信號(hào)，通過比較器，經(jīng)積分器產(chǎn)生三角鋸齒波，通過比較取符號(hào)產(chǎn)生一路脈沖信號(hào)，由分頻器產(chǎn)生兩路互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)脈沖，輸入調(diào)節(jié)PWM信號(hào)的占空比[13]。

圖5 PWM仿真圖

6.結(jié)論

采用組合式變換器實(shí)現(xiàn)多路輸出、多種保護(hù)。通過Pspice仿真，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)思路的正確，理論性的可實(shí)現(xiàn)。

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篇9

關(guān)鍵字： 全數(shù)字鎖相環(huán); 時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換電路; 雙邊沿觸發(fā)數(shù)字環(huán)路濾波器; 系統(tǒng)仿真

中圖分類號(hào)： TN710?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2015）02?0118?03

Research and design of a novel all?digital phase?locked loop working in broadband domain

LIU Dan?dan， SHAN Chang?hong， SHENG Zhen， LI Feng?hua

（ College of Electrical Engineering， University of South China， Hengyang 421001， China）

Abstract： In view of complex circuit structure， inaccurate phase detection precision and narrow phase?locked range of the traditional phase?locked loops （PLL）， a new type of all?digital phase?locked loop is proposed in this paper. Compared with the conventional ones， the time?to?digital conversion circuit in the phase detection module can transform the phase detection error to high?precision digital signal. Therefore， the traditional digital filter with loop structure is replaced by the double?edge triggered digital loop filter， and a variable modulus frequency divider is adopted to take the place of the classic fixed mode frequency divider. The system design is fulfilled by means of EDA technology while its simulation verification is implemented with QuartusⅡ software. The simulation results show that the locking range of the phase?locked loop is within the frequency from 800 HZ to 1 MHZ， and the lock?in time is about 10 times of the input signal cycles. In addition， it has the characteristics of broad phase?locked range， high accuracy， simple circuit structure and easy integration.

Keywords： all?digital phase?locked loop; time?to?digital conversion circuit; double?edge triggered DLF; system simulation

0 引 言

鎖相環(huán)電路是一個(gè)使輸出信號(hào)與輸入信號(hào)在頻率和相位上同步的電路，它是一個(gè)閉環(huán)控制系統(tǒng)。由于鎖相環(huán)的優(yōu)良性能，它已成為各類電子系統(tǒng)中不可缺少的基本部件。全數(shù)字鎖相環(huán)與相比模擬鎖相環(huán)，其具有一切數(shù)字電路特有的顯著優(yōu)點(diǎn)，即參數(shù)穩(wěn)定，抗干擾能力強(qiáng)，集成度高。全數(shù)字鎖相環(huán)還解決了模擬鎖相環(huán)中VCO的非線性，鑒相器不精確，部件易飽和以及高階環(huán)不穩(wěn)定等難題[1?2]，因此全數(shù)字鎖相環(huán)得到了越來越多的應(yīng)用。

對(duì)數(shù)字鎖相環(huán)而言，隨著設(shè)計(jì)方法的不同，其性能差別很大。文獻(xiàn)[3?4]提出一種具有自動(dòng)變?？刂频目焖偃珨?shù)字鎖相環(huán)，其數(shù)字濾波器模數(shù)可以根據(jù)鑒相誤差的大小進(jìn)行自動(dòng)調(diào)節(jié)，不但提高了鎖相速度，也很好的克服了捕捉速度與抗噪聲性能之間的矛盾。但是由于設(shè)計(jì)方案中的濾波器部分采用的是比例結(jié)構(gòu)的濾波器，所以相位輸出會(huì)存在靜態(tài)誤差。文獻(xiàn)[5]提出一種基于時(shí)序狀態(tài)轉(zhuǎn)移邏輯的數(shù)字鑒相器，提高了鑒相準(zhǔn)確性，采用比例積分結(jié)構(gòu)的環(huán)路濾波器消除了鎖相誤差，但是沒有解決鎖相環(huán)路受固定中心頻率制約的問題。文獻(xiàn)[6?7]采用可變模分頻器代替了脈沖加減電路使得中心頻率可變，增寬了鎖相環(huán)路的帶寬，但是環(huán)路濾波器采用比例結(jié)構(gòu)，仍然存在相位輸出存在靜態(tài)誤差的問題。文獻(xiàn)[8]提出一種具有比例積分結(jié)構(gòu)和前饋鑒頻環(huán)節(jié)的可變模ADPLL，使得該ADPLL具有鎖相速度快、范圍大、穩(wěn)定性好，相位輸出無靜差等優(yōu)點(diǎn)。但是該設(shè)計(jì)方案中，鑒相部分的時(shí)鐘頻率較低，使得量化誤差大，鑒相精度不高。同時(shí)存在比例積分結(jié)構(gòu)的濾波器電路結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，電路延遲時(shí)間較長等問題。

針對(duì)上述分析，本文提出一種基于雙邊沿觸發(fā)的環(huán)路濾波器的新型全數(shù)字鎖相環(huán)。該ADPLL鑒頻模塊加入時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換電路，能有效地提高鑒相精度;數(shù)字環(huán)路濾波器采用的是雙邊沿觸發(fā)的比例積分結(jié)構(gòu)，在消除輸出信號(hào)相位穩(wěn)態(tài)誤差的同時(shí)簡化了電路結(jié)構(gòu)。同時(shí)，采用前饋測頻模塊與可變模分頻器，使得鎖相范圍增大，鎖相速度提高。整個(gè)系統(tǒng)采用VHDL語言編程設(shè)計(jì)，使用Quartus 軟件對(duì)系統(tǒng)設(shè)計(jì)進(jìn)行編譯和仿真驗(yàn)證。

1 全數(shù)字鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)與工作原理

本文所提出的新型寬頻域鎖相環(huán)主要由檢測電路、時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換電路、測頻模塊、雙邊沿觸發(fā)數(shù)字環(huán)路濾波器和可變模分頻器構(gòu)成，其結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。檢測電路通過檢測輸入信號(hào)u1和輸出信號(hào)u2的上升沿進(jìn)行工作，輸出相應(yīng)的相位差以及超前或滯后標(biāo)志信號(hào);時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換電路把檢測電路輸出的相位差轉(zhuǎn)換成高精度的數(shù)字值;測頻模塊檢測輸入信號(hào)的頻率值并生成頻率控制字實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)數(shù)字濾波器的參數(shù)。環(huán)路濾波器對(duì)時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換電路的輸出進(jìn)行相應(yīng)的運(yùn)算操作，并生成比例積分控制信號(hào)。DCO則根據(jù)比例積分控制信號(hào)來自動(dòng)調(diào)節(jié)輸出信號(hào)的頻率以實(shí)現(xiàn)環(huán)路鎖定。下面將對(duì)其中的幾個(gè)主要模塊的原理進(jìn)行相應(yīng)的介紹。

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圖1 提出的ADPLL系統(tǒng)框圖

1.1 數(shù)字鑒相器

本系統(tǒng)檢測電路中采用的是雙D觸發(fā)器數(shù)字鑒相器[2]，其由雙D觸發(fā)器、RS觸發(fā)器構(gòu)成。其中雙D觸發(fā)器通過對(duì)輸入與輸出信號(hào)上升沿的檢測，產(chǎn)生脈寬正比于輸入/輸出信號(hào)的相位差信號(hào)，RS觸發(fā)器則判別并產(chǎn)生相位極性。與其他鑒相器相比，雙D觸發(fā)器鑒相器的特點(diǎn)在于可同時(shí)具有鑒相與鑒頻的功能。

相位誤差量化電路由時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換電路（TDC）實(shí)現(xiàn)，TDC是測量時(shí)間的一種常用電路。傳統(tǒng)的鎖相環(huán)對(duì)于鑒相誤差的處理是通過對(duì)鑒相器中加入與非門，鑒相誤差脈寬作為開門信號(hào)，讓系統(tǒng)時(shí)鐘通過，得到相位誤差序列，即相位誤差的數(shù)字量化信號(hào)。因此為滿足一定的鎖相要求，鎖相環(huán)必須采用較高的時(shí)鐘頻率來實(shí)現(xiàn)。由于計(jì)數(shù)器在高速的翻轉(zhuǎn)過程中很容易因不穩(wěn)定而產(chǎn)生“亞穩(wěn)態(tài)”效應(yīng)，所以普通的計(jì)數(shù)器技術(shù)已經(jīng)很難滿足越來越高的時(shí)間分辨率的要求，而時(shí)間轉(zhuǎn)換電路能將時(shí)間間隔直接轉(zhuǎn)換成高精度的數(shù)字值，以實(shí)現(xiàn)較高的時(shí)間分辨率，從而提高鑒相精度。在本文ADPLL設(shè)計(jì)中，TDC可把檢測電路檢測出的相位差量化成高精度的數(shù)字信號(hào)，并送數(shù)字濾波器濾波進(jìn)行相應(yīng)的運(yùn)算處理。其原理框圖如圖2所示。<E：＼王芳＼現(xiàn)代電子技術(shù)201502＼Image＼45t2.tif>

圖2 時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換電路原理框圖

其中CLK為高頻時(shí)鐘信號(hào)，CLKS為置位時(shí)鐘信號(hào)。置位模塊控制整個(gè)TDC電路的置位動(dòng)作;環(huán)形移位寄存器和編碼器組成系統(tǒng)的細(xì)計(jì)數(shù)器部分;通用計(jì)數(shù)器作為系統(tǒng)的粗計(jì)數(shù)部分，決定電路的時(shí)鐘測量范圍;輸出邏輯電路將細(xì)計(jì)數(shù)部分與粗計(jì)數(shù)部分的輸出組合為最終的系統(tǒng)輸出。在初始狀態(tài)時(shí)，環(huán)形移位寄存器中的P7節(jié)點(diǎn)為高電平，其他節(jié)點(diǎn)（P6～P0）都為低電平。電路工作時(shí)，高頻時(shí)鐘上升沿使得高電平在8個(gè)電路節(jié)點(diǎn)中循環(huán)出現(xiàn)，故在測量時(shí)間結(jié)束時(shí)，由當(dāng)前電路節(jié)點(diǎn)的狀態(tài)便可得知系統(tǒng)所經(jīng)歷的高頻時(shí)鐘脈沖數(shù)量。編碼器對(duì)當(dāng)前的節(jié)點(diǎn)狀態(tài)進(jìn)行編碼并作為細(xì)計(jì)數(shù)部分的輸出。由圖2可知，通用計(jì)數(shù)器只在環(huán)形移位寄存器P7節(jié)點(diǎn)的上升沿出現(xiàn)時(shí)才進(jìn)行計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)周期為高頻時(shí)鐘周期的8倍，完成從低位到高位的進(jìn)位計(jì)數(shù)。輸出邏輯電路則是將粗計(jì)數(shù)部分與細(xì)計(jì)數(shù)部分組合成總的計(jì)數(shù)值，形成整個(gè)時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換電路的最終輸出信號(hào)[9]。

1.2 雙邊沿觸發(fā)的數(shù)字環(huán)路濾波器

數(shù)字環(huán)路濾波器的主要作用是抑制噪聲及高頻分量，調(diào)節(jié)環(huán)路相位的校正速度和精度。傳統(tǒng)比例積分結(jié)構(gòu)的數(shù)字環(huán)路濾波器需要一個(gè)周期性復(fù)位可逆計(jì)數(shù)器，以實(shí)現(xiàn)比例部分的運(yùn)算操作，一個(gè)不可復(fù)位計(jì)數(shù)器來實(shí)現(xiàn)積分部分的運(yùn)算操作，以及一個(gè)加法器將兩個(gè)計(jì)數(shù)器的值相加作為濾波器的輸出。兩路計(jì)數(shù)器的加減方向則是由數(shù)字鑒相器輸出的超前或滯后標(biāo)志信號(hào)來控制。周期性可逆計(jì)數(shù)器部分相當(dāng)于比例環(huán)節(jié)，不可復(fù)位計(jì)數(shù)器部分則相當(dāng)于一個(gè)理想積分環(huán)節(jié)。而本設(shè)計(jì)方案提出的雙邊沿觸發(fā)的數(shù)字環(huán)路濾波器，只需要一個(gè)數(shù)據(jù)選擇器和一個(gè)累加器即可實(shí)現(xiàn)相同的功能。其原理框圖如圖3所示。這個(gè)累加器在輸入信號(hào)的上升沿到來時(shí)累加積分部分的數(shù)值，在輸入信號(hào)的下降沿到來時(shí)對(duì)比例部分的數(shù)值進(jìn)行運(yùn)算[10]。由此可見，雙邊沿觸發(fā)的環(huán)路濾波器與傳統(tǒng)的環(huán)路濾波器具有相同工作頻率和相同的系統(tǒng)傳輸函數(shù)，但是卻能有效地簡化電路結(jié)構(gòu)以及減少電路延遲時(shí)間。

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圖3 雙邊沿觸發(fā)的DLF原理框圖

1.3 測頻模塊與數(shù)控振蕩器

測頻模塊是通過在輸入信號(hào)的高電平期間對(duì)系統(tǒng)時(shí)鐘脈沖計(jì)數(shù)來實(shí)現(xiàn)，得到的輸出數(shù)值近似表示了系統(tǒng)時(shí)鐘與輸入信號(hào)頻率之間的倍數(shù)關(guān)系。在本系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，測頻得到的數(shù)值賦值給雙邊沿觸發(fā)數(shù)字低通濾波器的積分模塊作為初始值，可大大加快系統(tǒng)鎖頻鎖相的速度。

本文的數(shù)控振蕩器部分采用的除N計(jì)數(shù)器式數(shù)控振蕩器，其分頻系數(shù)來自環(huán)路濾波器的輸出參數(shù)N，除N計(jì)數(shù)器對(duì)系統(tǒng)時(shí)鐘進(jìn)行N分頻，得到ADPLL的輸出信號(hào)。由于環(huán)路濾波器的初始值與前饋鑒頻值有關(guān)，所以最快可以在一個(gè)輸入周期內(nèi)鎖定頻率。

2 全數(shù)字鎖相環(huán)的設(shè)計(jì)與仿真驗(yàn)證

根據(jù)圖1所示的ADPLL的結(jié)構(gòu)框圖，采用自頂向下的模塊化設(shè)計(jì)方法，用VHDL對(duì)全數(shù)字鎖相環(huán)的各個(gè)部件分別進(jìn)行編程設(shè)計(jì)，最后對(duì)系統(tǒng)做綜合設(shè)計(jì)，并對(duì)該系統(tǒng)設(shè)計(jì)進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。圖4為利用QuartusⅡ軟件所設(shè)計(jì)的新型寬頻域鎖相環(huán)的系統(tǒng)頂層電路圖。

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圖4 新型寬頻域全數(shù)字鎖相環(huán)的系統(tǒng)頂層電路圖

新型寬頻域鎖相環(huán)的系統(tǒng)仿真結(jié)果如圖5～圖8所示，其中clkin 為系統(tǒng)時(shí)鐘 ，gclk為TDC的高頻輸入時(shí)鐘，u1為系統(tǒng)輸入信號(hào)，u2為系統(tǒng)輸出信號(hào)。ni、np分別為環(huán)路濾波器積分部分與比例部分的控制參數(shù)。系統(tǒng)仿真結(jié)果表明：該鎖相環(huán)在兩個(gè)周期內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)頻率鎖定，最快可在10個(gè)左右輸入周期內(nèi)實(shí)現(xiàn)相位鎖定，其鎖相范圍為800 Hz～1 MHz。

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圖5 輸入信號(hào)u1=800 Hz時(shí)序仿真圖

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圖6 輸入信號(hào)u1=50 kHz時(shí)序仿真圖

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圖7 輸入信號(hào)u1=500 kHz時(shí)序仿真圖

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圖8 輸入信號(hào)u1=1 MHz時(shí)序仿真圖

3 結(jié) 語

本文提出的新型寬頻域全數(shù)字鎖相環(huán)，在系統(tǒng)鑒相模塊中采用高精度時(shí)間數(shù)字轉(zhuǎn)換電路對(duì)相位誤差信號(hào)進(jìn)行數(shù)值量化，有效的提高了鑒相精度。用雙邊沿觸發(fā)的數(shù)字比例積分控制電路替代了傳統(tǒng)的數(shù)字濾波電路。該鎖相環(huán)具有鎖相范圍寬、精度高、電路結(jié)構(gòu)簡單和易于集成等特點(diǎn)，可以方便地嵌入到基于FPGA的數(shù)字控制系統(tǒng)和數(shù)字芯片中，適用于快速同步需求的場合。

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篇10

六階低通濾波器可以有3個(gè)二階低通濾波器級(jí)聯(lián)產(chǎn)生，所以先根據(jù)文獻(xiàn)［5，6］介紹二階低通濾波器的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法。常用的二階壓控電壓源低通濾波電路如圖1所示。

2六階單位增益壓控電壓源低通濾波器的設(shè)計(jì)

六階單位增益低通濾波器可以由3個(gè)二階單位增益低通濾波器級(jí)聯(lián)構(gòu)成，每個(gè)二階低通濾波器的二項(xiàng)式及系數(shù)特點(diǎn)是s2+αs+β，由歸一化的巴特沃斯多項(xiàng)式可知α＞0，β=1。由于是設(shè)計(jì)單位增益的低通濾波器，所以AF=1，則由式(9)、(10)得R2=α±α2－4槡k2kω0C1，R1=αα2－4槡k2kω0C1，k≤α24。根據(jù)文獻(xiàn)［5，6］C1取值可根據(jù)現(xiàn)有電容約取為C1=1103－5f0，可取C1=2．2nF，ω0是要求設(shè)計(jì)的低通濾波器的截止角頻率，取合適的k值即可計(jì)算出R1，R2的值，由C2=kC1，即k是C2與C1的比值，可得到C2的值。考慮到是單位增益，并為運(yùn)放正端提供地回路同時(shí)補(bǔ)償運(yùn)放失調(diào)，所以取RfRr，RfRr≈Rf=R1+R2，這樣對(duì)于二階低通濾波器的所有電容、電阻的參數(shù)都可以一一確定。根據(jù)上述電阻電容參數(shù)確定的方法，有一種最簡單的取值，即取k=α24，則R1=R2=2αω0C1，C2=0．25α2C1，這也是文獻(xiàn)［5］中提到的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法。設(shè)計(jì)實(shí)例:設(shè)計(jì)六階壓控電壓源單位增益巴特沃斯低通濾波器，截止頻率為100kHz，增益G=1。電路仿真圖如圖2所示。六階濾波器的α值分別為0．5176，1．4140和1．9318，根據(jù)最簡單取值情況計(jì)算出的各電阻、電容值如圖2所示。仿真得到該濾波器的幅頻特性曲線如圖3所示。

3取不同k值對(duì)幅頻特性的影響

上面的取值方法最簡單，且使得R3=R1+R2，R7=R5+R6，R10=R9+R12，這也使元件規(guī)格減少一種，訂貨和裝配都較方便，成本也可降低。但是否是最好的取值還需進(jìn)一步仿真研究。取不同的k值對(duì)應(yīng)其他的電阻電容取值如表1所示。為了便于說明把六階濾波器分成第一級(jí)二階濾波器、第二級(jí)二階濾波器和第三級(jí)二階濾波器，對(duì)應(yīng)的k值分別為k1，k2和k3。另外三級(jí)的k值均按照同時(shí)減小的方向取值。由上面分析可知圖2中R1=R2，R5=R6，R9=R12，C2=C4=C6=2．2nF。R3=R1+R2，R7=R5+R6，R10=R9+R12，而R4，R8，R11取1T的大值電阻，因此所有的元件值都已經(jīng)確定。針對(duì)不同的k值仿真得到的幅頻特性曲線如圖4所示。由圖4看出按照最簡單的方式，即優(yōu)化方法設(shè)計(jì)的各元件的參數(shù)值具有最優(yōu)的幅頻特性曲線，另外隨著三級(jí)對(duì)應(yīng)的k值同時(shí)越減小得到的幅頻特性越差。

4元件數(shù)值變化對(duì)幅頻特性的影響

為了突出電路中元件參數(shù)的變化對(duì)優(yōu)化設(shè)計(jì)出的低通濾波器的幅頻特性的影響，考察電路中各電容按+20%和－20%變化的情況。另外通過Multisim10仿真發(fā)現(xiàn)電路中電阻的較小變化對(duì)幅頻特性曲線的影響較小，所以省略仿真圖，且只說明電容變化的情況，如圖5、圖6所示。由圖5和圖6可知電容C2，C3，C5電容值變化對(duì)低通濾波器的幅頻特性的影響較大，另外C6在電容值減小時(shí)對(duì)濾波器幅頻特性的影響也較大，除此之外其他電容值的改變對(duì)濾波器的幅頻特性影響較小。所以在實(shí)際使用中應(yīng)盡量減小C2，C3，C5，C6電容值的變化，使用精度相對(duì)較高的電容，其他情況電容可以容忍較大電容值的變化。

5結(jié)束語